電源適配器適配器多輸出混合調整系統

使用集成磁性元件和各種模擬技術，已展示了一個寬范圍組合的可能性。在許多情況下，這些組合而成的變換器難以被清楚地區分。對每種組合要了解其優缺點，例如在Cuk變換器中，通過將輸出和輸入扼流圈組合可以將輸入和輸出的紋波電壓抑制到零。因此變換器組合可以提供一些非常有用的特性。

對各種組合有充分了解的電源適配器設計者能夠為特殊應用選擇較合適的組合，這的確是非常強有力的設計工具。

許多技術的完整介紹不在本書范圍，但以下章節介紹了一種特別有用的結構。若需要更多的信息，感興趣的工程師應學習參考文獻中的許多優秀的論文和書籍。

降壓變換器，與DC-DC變換器串聯

下面章節僅考慮一種應用較為廣范和易懂的降壓變換器結構，該調節器與方波自激電壓反饋DC-DC變換器串聯。圖表示了使用MOSFET的該變換器的方框圖。這種結構對于多輸出離線開關模式電源適配器特別有用。

工作原理

簡言之，圖2。18。1的例子中，輸入降壓變換器中的MOSFET、L1和D1將輸入高電壓（300V）降低到更易操作的、經預調節的200V直流電壓并供給推挽DC變壓器的MOSFET2、MOSFET3和T1。DC變換器的主輸出到降壓變換器形成閉環控制以恒定輸出，因此其他的輔助輸出近似不變。

在推挽工作中，DC變壓器的場效應管至少要承受兩倍的預調節電源適配器電壓的過電壓在降壓變換器中，通過減小該電壓和去除輸入變化，極大地減少了變換器場效應管所承受的過電壓，并提高了可靠性。

5V輸出電壓經放大器A1和光耦合器OC1形成控制閉環，具有非常好的調節作用。因此，降壓變換器將加到DC變壓器的DC電源適配器維持在使5V輸出電壓恒定的水平上。由于變換器部分的輸入幾乎完全與交流電源適配器隔離，使變換器開關元件所受的過電壓小得多，這將減小輸出紋波并改善可靠性。

更進一步，由于閉環控制，直流變壓器每匝電壓將保持常數（對于一階），而同一個變壓器的其他輸出將是半穩定的。

對于瞬時輸入電壓，較大的輸入電容器C1起自然濾波作用，降壓變換器和濾波器L1、C2具有良好的抗擾性。而輸出端的小的低通濾波器進一步除去了輸出的開關和整流器的恢復噪聲。由于直流變壓器工作在滿占空比（方波）條件下，整流輸出幾乎是直流，輸出電路僅需要小的高頻濾波器。這在需要大量輸出時特別經濟。

在一些應用場合，變換器工作頻率將與降壓變換器同步，以防止會產生額外輸出紋波的低頻相互調制成分。

在降壓變換器中使用功率場效應管，這樣可以使其工作于高頻而不會產生過多的開關損耗。即在變換器每半個周期中，降壓變換器可以提供數個功率脈沖，以減小相互調制紋波。

若在降壓變換器中使用雙極型開關元件，該降壓驅動組合在輕載時要經受低頻不穩定性。這是由于DC變壓器的直接正反饋對雙極型晶體管儲存時間的調制引起的。由于處于正常控制環外，該影響難以補償。而降壓變換器中的場效應開關管的可忽略的儲存時間消除了此問題。

應該注意，DC變壓器是電壓反饋，電容器C2大到足以在整個周期內維持電壓幾乎不變。這為DC變壓器提供了一個低阻抗的無紋波預調整DC輸入，并且在需要附加副邊調節時可以進行副邊占空比控制。交叉調節影響也減小了。沒有附加副邊調節，當對5V輸出閉環時輔助輸出調節可以達到土5%，或對高電壓、低電流輸出閉環時輔助輸出調節可以達到±2%。

降壓變換器部分

圖表示降壓變換器基本環節的原理框圖。通常這是電流型控制系統，與在講述的降壓變換器非常類似。

簡要地說，降壓變換器的功率MOSFET是按照振蕩器的時鐘信號來導通的，而其關斷受控于L1中的電流，該電流由電流互感器CT1檢測。開關電流水平由慢得多的經A和OC1取自于輸出電壓的控制環來控制。

振蕩器的時鐘信號觸發雙穩態開關D1，使串聯功率開關MOSFET1導通，在串聯電感器L中產生電流。

在導通期間，L1中的電流逐漸上升，該電流被電流傳感器CT1轉換成斜坡電壓并作為電壓比較器A2的輸入。當斜坡電壓的幅值達到由控制放大器A1正向輸入端設定的參考值時，會產生一復位信號，使驅動雙穩態開關D復位到關斷狀態。如果允許工作脈寬在50%以下，電流反饋應有斜率補償以防止次諧波的不穩定性。

注意到，電流型控制限定了L中的峰值電壓，使降壓變換器成為一個電壓控制的恒電流源。DC變壓器輸入端的電容器C2將高阻抗源轉變成低阻抗電壓源。

電壓控制放大器A1隨輸出電壓而變，并調節斜率比較器A2的參考值。用這種方法調節L1和C1中的電流以維持DC變壓器輸出電壓恒定。

6V電源適配器直流變壓器選擇

在圖所示簡單例子中，直流變壓器將是一個自激振蕩方波雙極型或MOSFET變換器。

6V電源適配器同步混合調節器

如果直流變壓器和降壓變換器頻率同步，則需要設計驅動變換器。降壓變換器和直流變換器用同一振蕩器來驅動。

建議降壓變換器的工作頻率為直流變壓器頻率的兩倍，使功率脈沖在EFT2和EFT3的每個導通狀態傳遞到L1。這有助于維持直流變壓器的平衡狀態，減小變壓器中的階梯形飽和趨勢，也減小輸出紋波。

直流變壓器應幾乎以純方波工作以使雙向或全波整流輸出幾乎是純直流。故可用非常小的輸出LC濾波器來去除由輸出整流器換相引起的尖峰噪聲。由于無需儲存有效能量，這些濾波器元件可以相當小。

如果驅動直流變換器使用雙極型晶體管，由于晶體管在關斷邊緣的儲存時間，交叉導通幾乎占全導通時間的50%。在不引入“死區”時間，而使用動態交叉耦禁止驅動電路的情況下，該問題可以得到解決。

功率MOSFET具有非常小的儲存時間，很適合這種方波直流變換器。使用MOSFET元件時，并不需特別的預防交叉導通的措施。

6V電源適配器具有副邊后調節的混合調節器

需要改善性能時，可以在輔助輸出上附加開關或線性調節器。此時很重要的是要保證直流變壓器的輸入是一個低阻抗電壓源，輸入電容器的接法如圖所示。

更有用的技術表示在圖中，這里是對高壓輸出形成閉環控制（本例為+12V），以對較高的電壓輸出形成良好調節。可是通過使用高效的可飽和電抗調節器，已對低電壓、大電流輸出（+5V、40A）提供了額外的調節。

如果使用該方法，較高電壓輔助電源適配器的調節會很好，而在低電壓，大電流電源適配器中的調節損耗的趨勢可以通過可飽和電抗調節器得到補償。

在這種混合結構中，+12V和+5V輸出得到完全調節，而由于對完全調節的+12V繞組緊密耦合的緣故，附加輸出（-12V和+24V）也具有良好的調節。由于可飽和電抗調節器、降壓變換器和方波直流變壓器的損耗非常小，可使整個系統的效率超過70%